术语和定义
参考
有关文件及软件，请浏览:
//www.wsdof.com/configurable-mixed-signal
下载我们的免费GreenPak Designer软件[1]打开.gp文件[2]并查看所提出的电路设计。使用GreenPak开发工具[3]在几分钟内将设计冻结到您自己的定制IC中。雷竞技电竞平台对话框半导体提供完整的应用程序库注意[4]，其中包含了设计示例以及对话框IC中的功能和块的说明。
- GreenPAK设计软件，软件下载和用户指南，Dialog Semiconductor雷竞技电竞平台
- AN-CM-321使用高压PAK的D类功率放大器，GreenPAK设计文件，对话框半导体雷竞技电竞平台
- GreenPAK开发工具，GreenPAK开发工具网页，对话半导体雷竞技电竞平台
- GreenPAK应用笔记，GreenPAK应用笔记网页，Dialog半导体雷竞技电竞平台
- SLG47105对话框数据表,半导体雷竞技电竞平台
- 简单的自振级D类放大器，具有全输出滤波器控制Bruno Putzeys, 2010年5月
- D类放大的通用语法由Bruno Putzeys, Hypex Electronics，荷兰，2007年5月
作者:Nazar Sliunchenko
介绍
本文介绍了如何利用高电压GreenPAK集成电路设计一个简单的D类功率放大器。
D类放大器通过从连续控制信号中导出两个状态信号并使用电源开关来放大器。在每个D类的核心，放大器是至少一个比较器和一个开关功率级。除了最低成本的功率放大器中，添加了无源LC滤波器。
以下是d类放大器与传统ab类放大器的优缺点总结。
AB.
优点:最低失真-总谐波失真加噪声(THD + N)小于0.1%的高保真度。
缺点：低效 - 最大可能效率约为60％。高功耗和显着的发热。它的尺寸也更大。
类D
优点:效率高，90%以上。耗电少，发热量少。更小的尺寸。非常高的功率潜力(400至500 W)在一个小封装。
缺点:产生高频噪声。
最基本的拓扑结构是利用带三角波(或锯齿)振荡器的脉宽调制(PWM)。图1给出了一种基于pwm的半桥D类放大器的简化框图。它由一个脉宽调制器、两个输出mosfet和一个外部低通滤波器(LF和CF)以恢复放大的音频信号。如图所示，两个mosfet通过交替地将输出节点连接到V来作为电流转向开关DD因此，D类放大器输出的是高频方波。输出方波由输入音频信号脉宽调制。PWM是通过将输入音频信号与内部产生的三角波(或锯齿)振荡器进行比较来实现的。方波的占空比与输入信号的电平成正比。无输入信号时，输出波形占空比为50%。图2说明了由于输入信号电平的变化而产生的PWM输出波形。
这种基本拓扑有几个缺点:非常低的电源抑制比和高THD。输出信号的质量高度依赖于三角波的线性和稳定性，这大大增加了电路的复杂性。
D类音频放大器的最常用拓扑之一称为自振荡。自振动类D类音频放大器的特征在于具有等于开关频率的开关带宽，而不是传统的PWM放大器，其中环路带宽通常限于开关频率的十分之一。该增加的环路带宽在低频下提供有价值的环路增益，这对于减少总谐波失真（THD）是有益的。
有几种方式设计自振荡的D类POWER放大器，例如：
磁滞切换，见图3。
该电路的明显缺点是作为电源电压的函数的开关频率的可变性。次要修改是使用切换波形本身作为滞后反馈。沿着这些线构造的放大器通常产生相当可观的性能，占这种布置的普及。这里最重要的问题是产生的最小脉冲宽度仅为空转脉冲宽度的一半。操作频率与调制索引相当强烈摇摆，在抛物线之后，其最大在零调制下并在最大调制下击中零点。结果是靠近剪切的调制，因为开关频率遍历音频频带。在这方面，可以识别输出的示波器图（图4）（预测）的示波器图（图4）。
相移控制振荡。
图5:相移控制振荡拓扑
图6:相移控制振荡放大器输出信号一种不利用迟滞来获得自振荡的方法是利用反馈网络的相移来产生稳定的自振荡。放大器将在反馈网络具有180度相移的频率处振荡。这种方法的一个相当令人高兴的特点是，与迟滞调制器相比，可以使开关频率更加稳定。理论上，最大调制时的最小脉冲宽度为零(实际上大约是有源电子的传播延迟的两倍)。在这个过程中，开关频率仍然会降至零，但只是在很晚的时候，那时载波中的能量将会少得多。经过二阶滤波器重构后，残差的振幅几乎保持恒定。即使在仔细倾听的条件下，剪辑行为听起来与一个好的线性放大器的难以区分。
相位控制的一个显著缺点是调制本身是非线性的，在较大的调制指标下会增加失真。
然而，这种拓扑提供了适用于大多数应用的简单低成本解决方案。雷竞技安卓下载对于HV PAK设计，请参阅第4.1节和第4.2节。
利用重构滤波器进行相移控制。
重建过滤器的相移通常被视为负担，很少是一个优势。二阶滤波器对构建相位控制的放大器表示非常有趣。提醒一个开关频率远远超出过滤器的角频率。在任何足够高的频率下，二阶低通滤波器产生接近180度的相移。变化的负载条件仅影响到几度的顺序。
围绕这样的过滤器关闭一个负反馈回路是不够的。振荡发生在180度的相移(其他180度由极性反转提供)，这只发生在无穷远处。一个额外的网络是为了保持相移远离理想的开关频率180度，另一个网络是为了使相移远离理想的开关频率180度，另一个网络是为了使相移远离理想的开关频率。任何实际电路都已经免费拥有后者。比较器和功率级的组合传播延迟构成了与频率成正比的相移。前者可以像反馈路径中的相位超前网络一样简单。
图7：使用重建滤波器拓扑的相移控制由于在任何有用的振荡频率下，输出滤波器的相移为180度，振荡将发生在传播延迟和相位超前抵消的频率上。应注意确保在任何实际负载条件下没有第二个180度相移的点，因为这个点肯定是物理谐振频率滤波器。如果不能做到这一点，通常会导致放大器第一次在没有负载的情况下过驱动时失效。参见图8所示。
在H通滤波器是LC滤波器和H的传递函数FBN.反馈网络延迟的那个表示传播延迟的线性相移函数。图8：相移使用重建滤波器拓扑的相移控制在先前描述的拓扑上具有很大的优势。负反馈回路包括重建滤波器，这允许完全补偿任何非线性度。使用该拓扑设计的放大器能够产生极低的THD + N，可以与A类竞争，同时具有D类的所有优点。请注意，此应用笔记中不考虑此拓扑。这是未来项目的主题。
设计操作
简单的相移控制振荡放大器
使用HV PAK构建一个简单的相移控制振荡放大器需要至少两个宏单元:ACMP和HV OUT CTRL。图10显示了此类设备的GreenPAK Designer项目。这种放大器提供了一个简单的解决方案，需要更少的外部组件，这意味着更少的PCB表面。可以看出，本项目只使用了一座高压桥(单线)。另一个可以用作第二个通道(立体声)或驱动电机或螺线管，例如，在对讲机设备中锁/开门。此外，本设计还具有PIN 2上的使能功能，PIN 2是active LOW。这个原理图有一个相对较高的振荡频率，接近680khz，但在这种情况下，它是一个优势。频率越高，输出滤波器L1、L2、C4越小。图9显示了测试PCB及其尺寸。如果需要，可以通过增加电容C2来降低频率。
放大器具有以下特征：
- 电源电压 - 3.5 V至5 V
- 电流消耗(无输入信号)- 3.2 mA
- 待机电流(使能-低)- 0.82 mA
- 输出功率(电源- 5V，负载- 4欧姆)- 3w(最大)
- 增益 - 20 dB
- 输入电阻 - 5.6 kohm
而且，如前所述，该设计可以选择通过HV OUT CTRL1桥驱动电动机，电磁阀，继电器或类似装置。在这种情况下，它被配置为两个单独的半桥，可以单独控制。销20控制输出到引脚9的半桥，引脚17控制输出到引脚10的半桥10.引脚14用于使桥（有效高）启用。
宏单元的配置
特性 |
PIN 2. |
销14,17和20 |
PIN 7 8 9 10 |
PIN 3和19 |
I / O选择 |
数字输入 |
数字输入 |
数字输出 |
模拟输入/输出 |
输入模式OE = 0 |
数字和施密特触发器 |
数字在没有施密特触发器 |
没有一个 |
模拟输入/输出 |
输出模式OE = 1 |
没有一个 |
没有一个 |
高低侧 |
模拟输入/输出 |
电阻器 |
拉起 |
拉下 |
-- |
浮动 |
电阻值 |
1米 |
1米 |
-- |
浮动 |
|
三机一体
|
IN0
|
2位LUT0
|
|
0 |
0 |
0 |
|
0 |
1 |
0 |
|
1 |
0 |
0 |
|
1 |
1 |
1 |
|
特性
|
ACMP0H
|
|
磁滞 |
禁用 |
|
在+收益 |
禁用 |
|
连接 |
|
|
在+源 |
销(GPIO5 19日) |
|
——源 |
ext。VREF（PIN 3（GPI）） |
|
特性
|
HV OUT CTRL0.
|
HV OUT CTRL1.
|
|
转换率 |
快速的预驱动模式 |
快速的预驱动模式 |
|
HV OUT模式 |
全桥 |
网格状的 |
|
模式控制 |
PH-EN |
in-in. |
|
热关机 |
启用 |
没有一个 |
|
OCP故障时间使能 |
没有deglitch时间 |
没有deglitch时间 |
|
OCP0重试的控制延迟 |
推迟492年美国 |
推迟492年美国 |
|
OCP1重试的控制延迟时间 |
推迟492年美国 |
推迟492年美国 |
|
VDD2A UVLO |
禁用 |
禁用 |
相移控制振荡放大器，无输出滤波器
从之前的设计中可以看出，尽管外部元件数量少，HV PAK封装尺寸小，但该器件占据了相当大的PCB面积。虽然可以将电阻和电容的尺寸减小到0201(而不是0805)，除了R5，但由于大电流，不可能使用较小的电感L1和L2。下一个设计可以解决这个问题。
在传统的全桥级D放大器设计中，高频和低频信号都是在桥输出上反转的。因此，输出滤波器防止负载分流高频信号。
如图11所示的设计提供了一种解决方案，在该方案中，两个输出(pin7和pin8)上的高频信号是同相的，因此电流不会通过负载。同时，这些引脚上的音频信号将相对于彼此倒转。
与之前的设计相比，这种设计使用了更多的外部组件，但没有两个电感导致更小的PCB足迹，见图12。
该设备的工作方式与前一章描述的放大器相同，但高压输出配置为两个独立的半桥。这允许独立地控制两个输出。使用两个acmp对每个半桥，两个相同的振荡器由电容C3同步。这导致在两个输出上相同的(同相)方波电压。这意味着输出引脚可以短路，没有高频电流泄漏。
同时，音频信号被引入到两个acmp的相反输入端。这导致输出信号被调制为反相位。因此，只有低频电流将流过负载，从而无需输出滤波器。
放大器具有以下特征：
- 电源电压 - 3.5 V至5 V
- 电流消耗（无输入信号） - 2.1 mA
- 待机电流(使能-低)- 0.82 mA
- 输出功率(电源- 5V，负载- 4欧姆)- 3w(最大)
- 增益 - 20 dB
- 输入电阻- 2khm
宏单元的配置
特性 |
PIN 2. |
销14 |
PIN 7 8 9 10 |
Pin 3,17,19和20 |
I / O选择 |
数字输入 |
数字输入 |
数字输出 |
模拟输入/输出 |
输入模式OE = 0 |
数字和施密特触发器 |
数字在没有施密特触发器 |
没有一个 |
模拟输入/输出 |
输出模式OE = 1 |
没有一个 |
没有一个 |
高低侧 |
模拟输入/输出 |
电阻器 |
拉起 |
拉下 |
-- |
浮动 |
电阻值 |
1米 |
1米 |
-- |
浮动 |
2位lut0 |
2位lut1
|
|
逆变器 |
逆变器 |
|
特性
|
ACMP0H
|
ACMP1H
|
|
磁滞 |
禁用 |
禁用 |
|
在+收益 |
禁用 |
禁用 |
|
连接 |
||
|
在+源 |
销(GPIO5 19日) |
销20（GPIO6） |
|
——源 |
ext。VREF（PIN 3（GPI）） |
ext。VREF（引脚17（GPIO4）） |
|
特性
|
HV OUT CTRL0.
|
HV OUT CTRL1.
|
|
转换率 |
快速的预驱动模式 |
电机驱动缓慢 |
|
HV OUT模式 |
网格状的 |
全桥 |
|
模式控制 |
in-in. |
PH-EN |
|
热关机 |
启用 |
没有一个 |
|
OCP故障时间使能 |
没有deglitch时间 |
没有deglitch时间 |
|
OCP0重试的控制延迟 |
推迟492年美国 |
推迟492年美国 |
|
OCP1重试的控制延迟时间 |
推迟492年美国 |
推迟492年美国 |
|
VDD2A UVLO |
禁用 |
禁用 |
结论
可以看出，使用高压GreenPak IC构建简单的低成本等级放大器非常容易。本文档中显示的两个设计是可以基于SLG47105构建的最简单版本的。它们并非旨在成为高保真装备的一部分，但是可以在便携式音频设备，对讲机，门铃等中使用.4.1中描述的放大器可以修改到立体声放大器，或剩余的全桥（或两个半桥）可用于驱动任何高电流负载，例如DC电机，电磁阀，继电器，高功率LED等。最后一个语句也是如此对于第4.2节中描述的放大器也是如此。